Tl431 стабилизатор отрицательного напряжения: Стабилизатор TL431 характеристики, схема включения, datasheet, цоколевка

Содержание

Стабилизатор напряжения без обратной связи

Автор: Andy Nehan

Когда речь заходит о стабилизаторах напряжения, сразу вспоминаются трехвыводные стабилизаторы типа LM317/337 или 78ХХ и 79ХХ. Все они работают при небольших напряжениях (до 40 Вольт), имеют всего три вывода и, как следствие, простые схемы включения.

Забегая вперёд, приведу цитату из конца этой статьи:

«Если вы обычно слушаете усилители со стабилизаторами на LM317 и им подобным, то прослушивание усилителя со стабилизатором без обратной связи поначалу может вызвать у вас шок!

Для меня это было сравнимо с тем, когда я первый раз попробовал сырую рыбу.

Просто забудьте про ваши предрассудки!»

Для слежения за выходным напряжением  микросхемы LM317/LM337 и аналогичные используют обратную связь.

Другой тип стабилизаторов обычно называют параллельными и часто говорят, что они не имеют обратной связи, а стабилизация напряжения происходит путем шунтирования нагрузки (из рисунка видно, что это не так и обратная связь присутствует и в этом типе стабилизаторов).

У обоих типов стабилизаторов есть ряд общих черт. Оба используют усилитель сигнала ошибки. При этом все усилители имеют конечный коэффициент усиления и ограниченную полосу пропускания. В идеале, надо использовать усилитель сигнала ошибки с постоянным усилением и фазовым сдвигом в полосе от постоянного тока и далее во всем звуковом диапазоне.

Смысл этого в том, что характеристики усилителя сигнала ошибки и цепи обратной связи определяют выходное сопротивление стабилизатора таким образом, что:

1. чем выше коэффициент усиления, тем ниже выходное сопротивление стабилизатора

2. выходное сопротивление обычно монотонно растёт с ростом частоты. Зависит от АЧХ усилителя ошибки и на практике рост может начинаться с частот 100Гц-10кГц.

На рисунке показан типичный выходной импеданс стабилизатора на микросхеме LM317:

Целью моей работы было создание стабилизатора со стабильным выходным сопротивлением во всем диапазоне звуковых частот, высоким уровнем подавления пульсаций и низким уровнем шумов.

Исходя из этих требований, рассмотрим весь тракт от выпрямления до стабилизации напряжения.

Выпрямление переменного напряжения

Сегодня требования к качеству напряжения сети довольно мягки. Прибавьте к этому огромное количество потребителей с импульсными блоками питания (компьютеры, телевизоры, принтеры, DVD-проигрыватели и т.п.) и нелинейные характеристики понижающих трансформаторов. В результате форма питающего напряжения далека от синуса. В первую очередь наблюдается уплощение вершин полуволн.

На рисунке  показаны результаты измерений напряжения на выходе Ш-образного трансформатора:

Увеличение по клику

Я был удивлен, честно скажу — ожидал худшего.

Примечание главного редактора «РадиоГазеты»: имейте ввиду, что автор живёт в Великобритании!!! В российской электросети  картина будет далеко не такая радужная.

Я использую Ш-образные трансформаторы, потому что их звук мне больше по душе. Они не так быстродействующие, как торы, но я считаю, что они дают лучшую детализацию и проработку сцены в звучании.

На предыдущем рисунке показан и спектр выходного напряжения мостового выпрямителя.

Ужасно! Даже хуже, чем на входе трансформатора.
Теперь появились гармоники частотой 2 кГц, с уровнем около 60 дБ относительно  к 50 Гц пульсациям напряжения.

Чистый вход

Я хотел получить чистое входное напряжение по максимуму очистив его от гармоник и исключив все переходные процессы. Дело в том, что все стабилизаторы имеют некоторую ёмкость между входом и выходом. Плюс помехи могут проникнуть на выход стабилизатора через цепи обратной связи или общий провод. Потому на входе стабилизатора нам требуется иметь максимально чистый сигнал.

Звучит немного утопически? Как получить «чистое» напряжение на входе стабилизатора?
RC или LC-фильтры могут значительно снизить гармоники в выпрямленном напряжении.
А какой сигнал считать достаточно чистым?

Довольно популярны в ламповых усилителях выпрямители на кенотронах, которые в силу своих конструктивных особенностей являются несимметричными, однако же ничего. ..звучат эти усилители! 🙂

Чтобы получить минимальный уровень гармоник в выпрямленном напряжении я экспериментировал с одно и двухзвенными RC-фильтрами, установленными после первого фильтрующего конденсатора.

Как и ожидалось, добавление одного звена даёт наибольший прирост в качестве звучания усилителя.
Второе звено также даёт заметный вклад. Дальнейшее увеличение количества звеньев на звук существенно не влияет, а вот на массо-габаритные показатели очень.

Результаты измерений:

Как видно, существенно уменьшают не только верхние гармоники, но и основные пульсации также существенно затухают. Что и требовалось. К сожалению, моё оборудование не позволяет точно измерить уровень фона в присутствии сигнала. Кроме основой гармоники уровень других гармоник составил ниже 10 мВ.

Дополнительное звено в фильтре может снизить ещё на 20дБ уровень всех гармоник выше 200Гц. Но они и так уже на уровне шума стабилизатора.
Упрощенное моделирование стабилизатора на мощном FET-транзисторе показало уровень подавления низкочастотных составляющих на уровне 100дБ и 40 дБ для гармоник 100 кГц и выше.

Такие впечатляющие цифры вряд ли будут достигнуты на практике из-за паразитных ёмкостей монтажа, наводок со стороны сети и прочих негативных факторов.

Поэтому я решил считать нормальными результаты: подавление 60дБ на нижних частотах и 20дБ на высоких. Получается, что пульсации частотой 50Гц и амплитудой 100 мВ будут ослаблены до уровня 0,1мВ. Подавление ВЧ-гармоник не столь важно, так как они очень хорошо ослабляются RC-фильтрами.

Слабые сигналы

Основываясь на моем опыте, я считаю, что все неосновные (шумы, помехи, гармоники) сигналы питающей сети должны быть подавлены с достаточной степенью. Особенно это относится к высокочастотным составляющим, так как с увеличением частоты из-за паразитных емкостей между входом и выходом стабилизатора, а также ограниченной полосы пропускания усилителя сигнала ошибки, способность стабилизатора их подавлять заметно ухудшается.

Как легко заметить, резистор (или может быть индуктивность) в фильтре включены в оба провода: положительный и общий. Часто резистор (или дроссель) добавляют только в один (положительный) проводник фильтра. На результатах измерений это не сказывается.

Но это ошибка!!! Я уверен, что из-за распределенной индуктивности трансформатора помеха на одном выводе вторичной обмотки может быть больше, чем на другом. (К сожалению, моё измерительное оборудование не позволяет это проверить) Симметричная схема фильтра наиболее эффективно справится с такой помехой.

Если говорить о замене резисторов в фильтре на индуктивности, то я никогда не был доволен LC-фильтрами. На мой взгляд они замедляют атаку и снижают динамику усилителя. Это вовсе не означает, правильно посчитанный и изготовленный дроссель будет звучать плохо. Но за последние 5 лет мне не попалось таких изделий, хорошо сочетающихся с моими конструкциями.

К аналогичному результату (снижению динамики) приводит увеличение номинала резисторов фильтра. Для маломощной нагрузки я использую резисторы на 22 Ом. Для более мощной нагрузки значения резисторов следует уменьшить.

«СВЯЗЬ ВПЕРЁД»

Я разработал топологию стабилизатора без обратной связи. Считаю, что именно она отвечает моим требованиям, а после тестовых прослушиваний я заменил в своих конструкциях типовые стабилизаторы с обратной связью, несмотря на их высокие параметры.

В моей топологии сначала получается стабильное образцовое напряжение, которое через буфер подается на накапливающее устройство (конденсатор). Буфер обеспечивает постоянство выходного сопротивления стабилизатора, а конденсатор мгновенную подачу энергии усилителю при резких колебаниях тока нагрузки.

Обе топологии я смоделировал для проверки своих рассуждений.

Оказалось, что топология с обратной связью имеет чуть больший коэффициент стабилизации и ниже выходное сопротивление, которое повышается с ростом частоты.

Однако, по результатам прослушивания я отдал предпочтение топологии без обратной связи.

Базовая конфигурация

Главная задача стабилизатора — обеспечить постоянство выходного напряжения и подавление пульсаций.
Конструкция стабилизатора основана на простейшей схеме, но каждый её элемент я выбирал так, чтобы он идеально выполнял свою функцию:
Для максимального подавления входных шумов сопротивление резистора R должно быть максимально, а в внутреннее сопротивление источника опорного напряжения Vref как можно ниже. Да и работать формирователь опорного напряжения будет лучше, если его питать от высокоомного источника. Таким требованиям отвечает источник стабильного тока (ГСТ).

Для высоковольтного стабилизатора я использовал ГСТ на двух транзисторах, что обеспечивает большую стабильность тока при колебаниях питающего напряжения.

Для низковольтных стабилизаторов можно использовать аналогичную схему или просто одиночный диод.

Для высоковольтных стабилизаторов я выбрал значение тока ГСТ около 5мА. Для низковольтных стабилизаторов можно выбрать значение поменьше.

Микросхеме TL431 для нормальной работы требуется минимум 2 мА.

Важное замечание: ГСТ на двух транзисторах может иногда возбуждаться, если использовать высокочастотные транзисторы. Поэтому я выбрал транзисторы  MJ340/350 которые, как показывает мой опыт, работают стабильно.

Стабилитроны довольно шумные и кроме того имеют плохой температурный коэффициент. Выходное напряжение при их использовании будет меняться в зависимости от температуры окружающей среды, а если в вашем усилителе активная вентиляция, то тем более. Кроме того, стабильность их внутреннего сопротивления тоже оставляет желать лучшего.

Вместо них я использовал TL431 в качестве источника опорного напряжения, так как их шумовые характеристики весьма достойны, они имеют низкое выходное сопротивление и довольно широкий диапазон выходных напряжений, которое устанавливается с помощью простого делителя.

Стабилизатор напряжения для цепей накала.

Буферным элементом стабилизатора может быть как биполярный так и полевой транзистор.  На практике я использовал полевые транзисторы, с высокой крутизной, номинальной мощностью и высоким рабочим напряжением.  Надежность была превосходной!

Теплоотвод для буферного транзистора требуется как для низковольтного, так и в случае высоковольтного стабилизатора.

Конденсатор в цепи TL431 Дополнительно снижает уровень шума.

увеличение по клику

Недостатком схемы можно считать необходимость подстройки выходного напряжения при замене ламп, так как из-за конструктивных особенностей потребление по цепям накала у разных ламп отличается.

Но настоящего аудиофила это не остановит!

Высоковольтный стабилизатор напряжения

Так как максимальное выходное напряжение микросхемы TL431 составляет всего 30В, то для получения больших значений выходного напряжения стабилизатора используется полевой транзистор, включенный как умножитель. Его коэффициент усиления равен отношению суммы резисторов 330кОм и 270 кОм к резистору в 33кОм. При указанных номиналах усиление равно 15, т.е. максимальное выходное напряжение схемы составляет порядка 450В.

Источник тока на транзисторах MJE350 питает источник образцового напряжения током в 5мА, значение которого устанавливается резистором 150R.
В остальном работа схемы аналогична предыдущей.

Следует обратить внимание на качество конденсаторов. Они должны быть низкоимпедансными и быстрыми. К примеру, плёночные конденсаторы фирмы WIMA типа FKP1 отвечают всем этим требованиям.

Кстати, так как схема не обеспечивает плавную подачу анодного напряжения (или задержку включения) до прогрева ламп, для решения это проблемы можно использовать модуль, описанный здесь.

Стабилизатор напряжения отрицательной полярности

Понятно, что для отрицательной полярности напряжения схема должна претерпеть изменения, так как для микросхемы TL431 нет комплементарного аналога.

Тем не менее, я так же использовал TL431, но в связке с составным транзистором (Дарлингтон):

Этот стабилизатор обычно используется для питания вспомогательных цепей, к примеру, катодных источников стабильного тока. Потому образцовые параметры здесь не нужны и усложнять схему я не стал.

Буфер

После рассмотрения стабилизаторов цепей накала и высоковольтного стабилизатора, я предлагаю вашему вниманию схему простого высоковольтного буфера:

Его функция в обеспечении постоянного выходного сопротивления и подавление пульсация и помех по питанию. Если его подключить после обычного стабилизатора, то все негативные факторы от обратной связи в источнике питания можно существенно снизить.

Выходное сопротивление такого буфера обратно пропорционально крутизне транзистора и получается достаточно низким. Оно также постоянно в звуковом диапазоне частот.

Большую роль для качества звучания играет выбор конденсаторов!!!

Кстати, я обнаружил, что параллельное соединение конденсаторов не добавляет качества звучания. К примеру, один конденсатор на 20 мкФ звучит лучше, чем параллельное соединение двух конденсаторов на 10 мкФ того же производителя.

Конструкция.

Конструкция таких стабилизаторов особенностей не имеет. При ограничениях в размерах вы можете использовать двухсторонний монтаж. В этом случае одна сторона платы должны быть заземлена. В моих опытах заземление одной стороны платы давало значительный прирост в качестве звучания!

Подобные стабилизаторы я эксплуатирую в своих конструкциях уже около пяти лет и они не доставляют мне проблем ни с качеством звучания, ни с надёжностью.

Прослушивание.

Если вы обычно слушаете усилители со стабилизаторами на LM317 и им подобным, то прослушивание усилителя со стабилизатором без обратной связи поначалу может вызвать у вас шок!

Первое, что вас удивит — кажущаяся потеря динамики. Я считаю, что LM317 добавляет «лишней скорости звуку», искажая тем самым истинное звучание фонограммы. Закрытое прослушивание показало, что стабилизаторы без ОС удаляют  из звука весь мусор, который привносит LM317.

Потратьте немного времени на привыкание к новому звуку. На это уйдет не больше часа. Но я уверен, что вы будете восхищенны конечным результатом.

Для меня это было сравнимо с тем, когда я первый раз попробовал сырую рыбу.

Просто забудьте про ваши предрассудки!

Теперь немного сравнительных тестов. Я сравнивал стабилизатор на LM317, на лампах и стабилизатор без обратной связи.

1. LM317 как стабилизатор цепей накала и LM317 с двухзвенным фильтром помех. Последний вариант дает более детальный звук.

2. LM371 как стабилизатор цепей накала против безоосного стабилизатора. Второй вариант дает большую динамику и повышает детальность в верхнем диапазоне, что приводит к расширению стереобазы.

3. Выпрямитель на кенотроне и стабилизатор на лампах против безоосного стабилизатора анодного напряжения. Второй вариант даёт в звучании большую динамику и детальность. Ламповый стабилизатор дал более «жирный» звук.

Для получения максимального эффекта необходимо использовать для питания каждой лампы отдельный стабилизатор. Это несколько удорожает, усложняет и утяжеляет конструкцию. Но, поверьте мне, оно того стоит!

Кроме этого я провел много сравнительных прослушиваний для конденсаторов. В результате я остановился на пленочных конденсаторах фирмы WIMA. Я услышал четкие различия в звучании между плёночными и электролитическими конденсаторами. Пленочные гораздо предпочтительнее.

В своей системе я могу на слух отличить какие используются конденсаторы — пленочные или электролитические даже в цепях накала ламп.

Если вы хотите получить достойный результат, будьте готовы использовать качественные материалы!

Статья подготовлена по материалам журнала AudoiXpress.

Удачного творчества!

Замечание от главного редактора «РАДИОГАЗЕТЫ»: мнение редакции может частично или полностью не совпадать с мнением авторов статей.

Так как приходят вопросы по реализации описанных схем на доступных элементах, для примера привожу схему собранную и опробованную в работе.

Здесь интегральный источник тока J310 заменён на более доступную микросхему LM317L, включенную по схеме стабилизатора тока. Можно использовать и источники тока на полевых транзисторах.

Резистор R3 задаёт выходное напряжение (подбирается). Качество стабилизации этой схемы сильно зависит от параметров транзистора Т1. Сюда надо выбрать транзистор с максимальной крутизной и минимальным сопротивлением открытого канала. Отлично показал себя  CEP50N06. Из более доступных стоит попробовать IRFZ44.

Важно иметь в виду, что управляющее напряжение на транзисторе порядка 3,5-4В и для нормальной работы источника тока необходимо напряжение около 3,5В. Поэтому разница между входным и выходным напряжениями такого стабилизатора должна быть не менее 8В! Это несколько снижает КПД этой схемы и при больших токах нагрузки требует использования радиаторов приличных размеров. Настоящего аудиофила такие трудности не остановят 🙂

Похожие статьи:

Устранение отрицательного выходного напряжения в источнике питания на основе LM317, регулируемое до 0 В

Учитывая, что схема была разработана десятилетия назад, производительность в порядке. Однако, если вы хотите точно регулировать до нуля вольт, это не лучший дизайн.

Ограничитель тока не работает, поскольку, когда он достигает своего предела, он всегда заставляет выходное напряжение 317 переходить в состояние пониженного напряжения (его Vin падает ниже минимального), и выходное напряжение становится отрицательным.

Существует множество вариантов регулирования напряжения до нуля, здесь я приведу только один из них.
Отрицательный эталон, необходимый для смещения эталона LM317, может быть создан несколькими способами (в комментариях я предложил LM185 в качестве потенциального быстрого исправления), но, вероятно, проще всего создать регулируемый эталон на основе хорошего эталонного шунтирующего стабилизатора напряжения.

смоделировать эту схему — схема, созданная с использованием CircuitLab

Я проигнорировал ограничитель тока здесь, чтобы упростить схему.

TL431 обеспечивает ссылку стабильно -2.5V в конце цепи R4, R5, R6 , и я установить обратную связь R2 , так что только 1. 3mA в настоящее время погружен от выхода.

Поскольку вы хотите иметь возможность установить Vout на ноль, трудно обеспечить минимальную токовую нагрузку в таком большом диапазоне напряжений. Если вы попытаетесь установить R2, чтобы обеспечить это, то вам нужен банк с более высокой мощностью R1. В этом случае я выбрал FET в режиме обеднения BSS139 для обеспечения постоянной нагрузки на выходе. Это будет работать в этом случае, но если вы попытаетесь добавить ограничитель тока, как показано в исходной схеме, то эта нагрузка будет тянуть выходной минус, когда U1 был ниже своего рабочего порога.

С помощью схемы, которую я показал здесь, вы можете выполнить ограничение тока с помощью N-канального полевого транзистора непосредственно через R1 и использовать что-то вроде INA219 для определения выходного тока U1. Если на выходе никогда не допускается превышение 25 В, это будет работать, но для обеспечения его питания потребуется отдельный источник питания (стабилитрон или TL431).

Вы также можете прочитать эту заметку по проекту EDN, в которой рассматривается использование очень простого источника CC для создания отрицательной ссылки.

Микросхемы для линейных источников питания и их применение — 15 Сентября 2010

Книга является вторым, исправленным и дополненным изданием выпуска, посвящённого микросхемам для линейных источников питания. По сравнению с первым изданием введено большое дополнение, посвящённое микросхемам для линейных источников питания ведущих зарубежных фирм, доступным на российском рынке, а так же исправлены все замеченные опечатки, внесены сведения о новых приборах. 

Название: Микросхемы для линейных источников питания и их применение

Авторы: Перебаскин А.В., Бахметьев А.А., Петров М.Ю.

Скачать книгу Микросхемы для линейных источников питания и их применение

ЛИНЕЙНЫЕ ИСТОЧНИКИ ПИТАНИЯ
Стабилизаторы положительного фиксированного напряжения
145ЕН5/8/9/1180ЕНхх Стабилизаторы положительного напряжения
µА78хх Семейство трехвыводных стабилизаторов положительного напряжения
С78Мхх Стабилизаторы положительного напряжения
µА78Мхх Семейство трехвыводных стабилизаторов положительного напряжения
1157ЕНхх Стабилизаторы положительного напряжения
µA78Lxx Семейство трехвыводных слаботочных стабилизаторов положительного напряжения
«LOW DROP» стабилизаторы положительного фиксированного напряжения
1156ЕН1 «LOW DROP» стабилизатор положительного напряжения на 5 В
LM2925 «LOW DROP» стабилизатор с управляемой задержкой отключения
142ЕН17/1170EHXX Серии «LOW DROP» стабилизаторов
1156ЕН5 «LOW DROP» стабилизатор положительного напряжения
LM2931 Серия «LOW DROP» стабилизаторов
1158ЕНхх Серия «LOW DROP» стабилизаторов
L48xx Серия «LOW DROP» стабилизаторов напряжения
142ЕН24/25/26 «LOW DROP» стабилизатор положительного напряжения
LT1085/6 Стабилизаторы с фиксированным положительным напряжением и малым падением напряжения
Стабилизаторы положительного регулируемого напряжения
142ЕН1/2 Регулируемый стабилизатор напряжения
КР142ЕН1/2 Регулируемый стабилизатор напряжения
КР142ЕН14 Регулируемый стабилизатор напряжения
µА723 Регулируемый стабилизатор напряжения
157ХП2 Регулируемый стабилизатор напряжения
142ЕН12 Регулируемый стабилизатор положительного напряжения
LM317 Трехвыводные стабилизаторы положительного напряжения LM117/217/317
142Eh4/4 Регулируемый стабилизатор положительного напряжения
µA78G Четырехвыводной регулируемый стабилизатор положительного напряжения
1151ЕН1 Мощный регулируемый стабилизатор положительного напряжения
LM196 Регулируемый стабилизатор напряжения на ток нагрузки до 10 А
1157ЕН1 Регулируемый стабилизатор положительного напряжения
LM317L Регулируемый трехвыводной стабилизатор положительного напряжения
«LOW DROP» стабилизаторы положительного регулируемого напряжения
1156ЕН2 «LOW DROP» регулируемый стабилизатор положительного напряжения
142ЕН22 «LOW DROP» регулируемый стабилизатор положительного напряжения
LT1084 «LOW DROP» регулируемый стабилизатор положительного напряжения
1184ЕН1/2 Микромощный стабилизатор положительного напряжения
LP2950/51 Микромощный стабилизатор напряжения
1156ЕН4 «LOW DROP» регулируемый стабилизатор положительного напряжения
PQ30RV1 /2 Регулируемый стабилизатор с малым падением напряжения
Стабилизаторы отрицательного фиксированного напряжения
1162ЕНхх Стабилизаторы отрицательного напряжения
µА79хх Серия трехвыводных стабилизаторов отрицательного напряжения
11б8ЕНхх Стабилизаторы отрицательного напряжения
MC79Lxx Семейство трехвыводных слаботочных стабилизаторов отрицательного напряжения
1055СП1 Стабилизатор фиксированного отрицательного напряжения
AN8060 Стабилизатор отрицательного напряжения с монитором питания
Стабилизаторы отрицательного регулируемого напряжения
142ЕН10 Регулируемый стабилизатор отрицательного напряжения
jjA79G Четырехвыводной регулируемый стабилизатор отрицательного напряжения
142ЕН11/18 Регулируемый стабилизатор отрицательного напряжения
LM337 Регулируемые трехвыводные стабилизаторы отрицательного напряжения
1168ЕН1 Регулируемый стабилизатор отрицательного напряжения
LM337L Регулируемый трехвыводной стабилизатор напряжения
Многоканальные стабилизаторы
142ЕН6 Двуполярный стабилизатор напряжения
NE5554 Двуполярный стабилизатор напряжения
142ЕН15 Двуполярный стабилизатор напряжения
SG35501 Двуполярный стабилизатор напряжения
1075ЕН1, ILA8138 Двухканальный стабилизатор напряжения
TDA8138 Стабилизатор напряжения на 5. 1 В и 12 В с блокировкой и формированием сигнала сброса
Ю55ЕП2 Трехканальный «LOW DROP» стабилизатор напряжения
L4936 Многофункциональный двухканальный стабилизатор напряжения
ИСТОЧНИКИ ОПОРНОГО НАПРЯЖЕНИЯ
1009ЕН1 Источник опорного напряжения
ТАА550 Источник опорного напряжения
1009ЕН2 Программируемый источник опорного напряжения
AD584 Программируемый прецизионный источник опорного напряжения
142ЕН19 Регулируемый источник опорного напряжения
TL431 Семейство регулируемых прецизионных параллельных стабилизаторов
2С120/ИС121 Прецизионные интегральные стабилитроны
AD589 Прецизионный источник опорного напряжения
2С483 Прецизионный интегральный стабилитрон с термостабилизацией
LM199 Прецизионные источники опорного напряжения
СУПЕРВИЗОРЫ
1114СП1 Монитор напряжений и токов
UC161 Микромощный счетверенный компаратор
1114ЕП1 Супервизор напряжения питания
TL7702A Супервизоры напряжения питания
1169ЕУ2 Супервизор импульсного источника питания
1171СПхх Детектор понижения напряжения
1185СПхх Детектор повышения напряжения
PST529 Серия мониторов напряжения питания
1446СП1 Микропроцессорный супервизор
МАХ695х Семейство микропроцессорных супервизоров
ДОПОЛНЕНИЕ
Микросхемы для линейных источников питания фирмы ANALOG DEVICES
ADR29x Малошумящие микромощные прецизионные источники опорного напряжения
ADP3302 Высокоточный сдвоенный линейный стабилизатор с малым падением напряжения
ADP3310 Контроллер прецизионного стабилизатора напряжения
ADP3367 Линейный стабилизатор с малым падением напряжения
Микросхемы для линейных источников питания фирмы BURR-BROWN
REF01 Источник опорного напряжения на+10 В
REF02 Источник опорного напряжения на +5 В
REF102 Прецизионный источник опорного напряжения
REF1004 Микромощный источник опорного напряжения на 1. 2 и 2.5 В
REF200 Сдвоенный источник втекающего и вытекающего тока
REG1117 Low-Drop стабилизаторы положительного напряжения на ток 800 мА
Микросхемы для линейных источников питания фирмы DALLAS
DS1232 Микромонитор питания
DS1236 Микроконтроллер
DS1834 Сдвоенный генератор сигнала сброса
DS1836 Микромонитор питания 3.3/5 В
Микросхемы для линейных источников питания фирмы LINEAR TECHNOLOGY
LT1005 Стабилизатор напряжения, управляемый логическим сигналом
LT1029 Источник опорного напряжения на 5 В
LT1034 Микромощный сдвоенный источник опорного напряжения
LT1120А Микромощный стабилизатор с блокировкой и компаратором
LT1121 Микромощные Low-Drop стабилизаторы напряжения с блокировкой
LTC1235 Микропроцессорный супервизор
LT1460 Микромощный источник опорного напряжения последовательного типа
LT1580 Стабилизатор на 7 А с очень малым падением напряжения вход-выход
LT1584/85/87 Быстродействующие Low-Drop стабилизаторы положительного напряжения
Микросхемы для линейных источников питания фирмы MITSUBISHI
М5230 Двуполярный регули руемый стабилизатор напряжения следящего типа
М5231 Регулируемый стабилизатор напряжения
М5237 Трехвыводной регулируемый стабилизатор
Микросхемы для линейных источников питания фирмы MOTOROLA
МС78ВСхх Микромощные стабилизаторы напряжения
MC78FCxx Микромощные стабилизаторы напряжения
MC78LCxx Микромощные стабилизаторы напряжения
МС33164 Микромощная схема контроля снижения напряжения питания
Микросхемы для линейных источников питания фирмы SGS-THOMSON
L200 Регулируемый стабилизатор напряжения и тока
L4915 Регулируемый стабилизатор напряжения с фильтром
L4956 Стабилизатор на 5 А с малым падением напряжения вход-выход
Серия LFxxAB/C Стабилизаторы с очень малым падением напряжения вход-выход и блокировкой
Микросхемы для линейных источников питания фирмы SIEMENS
Low-Drop стабилизаторы напряжения фирмы SIEMENS
TLE4271 Пятивольтовый Low-Drop стабилизатор фиксированного напряжения
TLE4278 Пятивольтовый Low-Drop стабилизатор фиксированного напряжения
TLE4470 Сдвоенный Low-Drop стабилизатор напряжения
Микросхемы для линейных источников питания фирмы TEXAS INSTRUMENTS
TLC77xx Микромощный супервизор напряжения питания
TLV431 Прецизионный низковольтный регулируемый параллельный стабилизатор
TL783 Высоковольтный регулируемый стабилизатор напряжения
TPS71/71Hxx Линейные стабилизаторы с малым падением напряжения
Микросхемы для линейных источников питания фирмы UNITRODE
UCC383-XX Семейство Low-Drop стабилизаторов на ток 3 А
UC3834 Высокоэффективный линейный стабилизатор 380
UC3543/44 Супервизоры напряжения питания
UC3908 Программируемый фиксатор напряжения
Список основных сокращений
Список литературы
Таблица аналогов

 

Необычное применение микросхемы КР142ЕН19А — RadioRadar

   Как известно, микросхема КР142ЕН19А — прецизионный аналог стабилитрона с регулируемым напряжением стабилизации, поэтому обычно используется в различных блоках питания. Однако она способна работать и в других радиолюбительских конструкциях, о которых рассказывается в статье.


   Возможности использования указанной микросхемы в несколько иных режимах, по сравнению с основным назначением, обусловлены тем, что в ее состав входят такие узлы, как источник образцового напряжения и операционный усилитель с выходным каскадом на транзисторе. Функциональная схема ее приведена на рис. 1 [1], а условное обозначение и цоколевка выводов — соответственно на рис. 2,а и 2,б [2].

Рис.1. Функциональная схема КР142ЕН19А

Рис.2. КР142ЕН19А: а) Условное обозначение, б) Цоколевка выводов

   Схема простейшего усилительного каскада, который можно выполнить на указанной микросхеме, приведена на рис. 3, а его передаточная характеристика — на рис. 4. Если нагрузочный резистор R2 выбран сравнительно большого сопротивления (несколько кило-ом), характеристика оказывается пологой из-за того, что узлы микросхемы потребляют ток около 1 мА. В случае же использования резистора сопротивлением менее килоома характеристика станет крутой и более линейной.

Рис.3. Усилительный каскад

Рис.4. Передаточная характеристика усилительного каскада

   При работе микросхемы в линейном режиме она может быть использована в стабилизаторе напряжения (ее основное назначение), стабилизаторе тока, различных генераторах и усилителях. В нелинейном режиме она выполняет функцию компаратора с напряжением срабатывания около 2,5 В. Причем такой компаратор обладает стабильным напряжением срабатывания, определяемым источником образцового напряжения.

   Несколько слов о самой микросхеме. К сожалению, один из ее недостатков, ограничивающий сферы применения, — небольшая допустимая мощность рассеяния. Так, при напряжении стабилизации 20 В максимальный ток не должен превышать 20 мА. Устранить этот недостаток нетрудно «умощнением» микросхемы с помощью транзистора (рис. 5). Основные характеристики будут определяться микросхемой, а максимальные ток и мощность — транзистором. Для указанного на схеме они составляют соответственно 4 А и 8 Вт. В случае, если на корпусе конструкции минусовое напряжение, транзистор допустимо смонтировать непосредственно на нем.

Рис.5. Умощнение микросхемы с помощью транзистора (VT1)

   На рис. 6,а приведена схема маломощного стабилизатора тока. Работает он так. Ток нагрузки протекает через резистор R1. Как только напряжение на резисторе превысит 2,5 В, ток через микросхему и резистор R3 возрастет. Напряжение на нагрузке уменьшится до такого значения, при котором напряжение на входе управления микросхемы установится равным 2,5В.

Рис.6. а) Маломощный стабилизатор тока, б) Стабилизатор с транзисторным ‘усилителем’ тока

   Стабилизируемый ток задается резистором R1, сопротивление которого определяют по формуле
    R1 = 2,5/Iн,
где 2,5 — падение напряжения на резисторе, В; Iн — ток через нагрузку, А, который не должен превышать 0,1 А. Зная напряжение питания Uпит и указанный максимальный ток нагрузки, подсчитывают сопротивление резистора R3:
    R3 = (Uпит — 2,5)/Iн.

   Причем напряжение питания следует выбирать таким, чтобы на нагрузке было обеспечено требуемое напряжение, поэтому подобное устройство рекомендуется использовать, например, для зарядки аккумуляторов емкостью до 0,75 А-ч.

   Эта формула нужна для определения минимального сопротивления резистора R3 для случая, когда Rн = 0 (например, КЗ). Тогда стабилизация будет, но она не нужна.

   Гораздо большие возможности у другого стабилизатора (рис. 6,б) с транзисторным «усилителем» тока. Здесь сопротивление резистора R1 определяют по вышеприведенной формуле, а мощность его — исходя из протекающего максимального тока нагрузки, который может достигать 4 А с указанным на схеме транзистором.

   Наличие у микросхемы высокой крутизны и удовлетворительной линейности передаточной характеристики позволяет выполнить на ее основе усилитель ЗЧ, нагрузкой которого может стать динамическая головка сопротивлением не менее 50 Ом (рис. 7,а). Хотя он не отличается высокой экономичностью, но весьма прост в изготовлении и обеспечивает выходную мощность до 150 мВт, достаточную для озвучивания небольшого помещения.

Рис.7. а) Усилитель ЗЧ, б) Предварительный усилитель

   В другом усилителе (рис. 7,б), который обладает усилением около 100 раз (40 дБ) и может стать предварительным, в качестве нагрузки использован резистор R4. Коэффициент усиления здесь регулируют подстроенным резистором R1, а подбором резистора R3 в обоих усилителях устанавливают оптимальную рабочую точку, обеспечивающую максимальное неискаженное выходное напряжение.

   Большой коэффициент усиления микросхемы КР142ЕН19А позволяет собирать на ней различные генераторы. В качестве примера на рис.8,а приведена схема RC-генератора, частота выходного сигнала которого близка к 1000 Гц, — она задается фазосдвигающей цепочкой C1R3C2R4C4. Цепь обратной связи R1R2C3R5 обеспечивает автоматическую установку режима по постоянному току.

   На рис. 8,б показана схема другого генератора ЗЧ и одновременно акустического сигнализатора. Частотозадающим элементом в нем служит пъезоизлучатель BQ1 типа ЗП-1 (подойдет другой аналогичный). Отрицательная обратная связь по напряжению через резистор R1 обеспечивает режим по постоянному току. Генерация возникает на резонансной частоте пъезоизлучателя.

Рис.8. а) RC-генератор, б) Генератор ЗЧ и одновременно акустический сигнализатор

   Преобразователь сигнала синусоидальной формы в прямоугольную допустимо выполнить по схеме, приведенной на рис. 9,а. Его чувствительность устанавливают подстроечным резистором R1 от нескольких милливольт до 2,5 В. Питают преобразователь напряжением 4…30 В, при этом амплитуду выходного сигнала можно получить от 1 В почти до половины напряжения питания, а на вход подавать сигнал частотой до 50 кГц.

Рис.9. а) Преобразователь сигнала синусоидальной формы в прямоугольную, б) Мультивибратор на двух микросхемах

   На двух микросхемах удастся построить мультивибратор (рис. 9,б), на выходе которого формируется сигнал прямоугольной формы. Частота колебаний определяется емкостью конденсатора С1, номиналами резисторов R3, R4 и может лежать в широких пределах — от долей герц до десятков килогерц.

   Конечно, возможности «нестандартного» использования микросхемы КР142ЕН19А не ограничиваются приведенными примерами.

Источники

  1. Янушенко Е. Микросхема КР142ЕН19.— Радио, 1994, №4, с. 45, 46.
  2. Нечаев И. Стабилизаторы напряжения с микросхемой КР142ЕН19А. — Радио, 2000, №6, с. 57, 58.

Автор: И.НЕЧАЕВ, г. Курск

Отечественные микросхемы и их аналоги (142…)

Отечественные микросхемы и их аналоги (142…)

Тип
 Аналог
 Производитель
аналога
Назначение
 142ЕН1
~uA723
FAIRCHILD
Регулируемый
стабилизатор положительного напряжения

 142ЕН2
~uA723
FAIRCHILD
Регулируемый
стабилизатор положительного напряжения

 142ЕН3
~uA78G
FAIRCHILD
Регулируемый
стабилизатор положительного напряжения

 142ЕН4
~uA78G
FAIRCHILD
Регулируемый
стабилизатор положительного напряжения

 142ЕН5А/В
uA7805
FAIRCHILD
Стабилизатор
положительного напряжения +5 В

 142ЕН5Б/Г
uA7806
FAIRCHILD
Стабилизатор
положительного напряжения +6 В

 142ЕН6
~NE5554
(SG1501)
PHILIPS
Двуполярный
стабилизатор напряжения

 142ЕН8А/Г
uA7809
FAIRCHILD
Стабилизатор
положительного напряжения +9 В

 142ЕН8Б/Д
uA7812
FAIRCHILD
Стабилизатор
положительного напряжения +12 В

 142ЕН8В/Е
uA7815
FAIRCHILD
Стабилизатор
положительного напряжения +15 В

 142ЕН9А/Г
uA7820
FAIRCHILD
Стабилизатор
положительного напряжения +20 В

 142ЕН9Б/Д
uA7824
FAIRCHILD
Стабилизатор
положительного напряжения +24 В

 142ЕН9В/Е
uA7827
(LAS1528)
FAIRCHILD
Стабилизатор
положительного напряжения +27 В

 142ЕН10
uA79G
FAIRCHILD
Регулируемый
стабилизатор отрицательного напряжения

 142ЕН11
~LM137
NS
Регулируемый
стабилизатор отрицательного напряжения

 142ЕН12
LM317
(LM117HVH)
NS
Регулируемый
стабилизатор отрицательного напряжения

 142ЕН13
б/а
 
Четыре
регулируемых стабилизатора отрицательного напряжения

 142ЕН14
uA723
FAIRCHILD
Регулируемый
стабилизатор положительного напряжения

 142ЕН15
SG3501
SG
Двуполярный
стабилизатор напряжения

 142ЕН16
б/а
 
Четыре
регулируемых стабилизатора положительного напряжения

 142ЕН17
~LM2931
NS
Стабилизатор
положительного напряжения

 142ЕН18
LM337
(LT337A)
NS
Регулируемый
стабилизатор положительного напряжения (1 А)

 142ЕН19
TL431
TI
Регулируемый
ИОН

 142ЕН22
LT1084
LT
Регулируемый
стабилизатор положительного напряжения

 142ЕН22А
LT1083
LT
Регулируемый
стабилизатор положительного напряжения

 142ЕН22Б
LT1085
LT
Регулируемый
стабилизатор положительного напряжения

 142ЕН22В
LT1082
LT
Регулируемый
стабилизатор положительного напряжения

 142ЕН24
LT1085/6-3. 3
LT
Стабилизатор
положительного напряжения +3.3 В

 142ЕН25
LT1085/6-2.9
LT
Стабилизатор
положительного напряжения +2.9 В

 142ЕН26
LT1085/6-2.5
LT
Стабилизатор
положительного напряжения +2.5 В

 142ЕП1
~LM100
(LG200)
NS
Схема
для построения импульсного стабилизатора

 142НД1
б/а
 
Диодная
сборка

 142НД2
б/а
 
Диодная
сборка

 142НД3
б/а
 
Диодная
сборка

 142НД4
б/а
 
Диодная
сборка

 142НД5
б/а
 
Диодная
сборка


Рекомендуемый контент

Радиолюбителю

Copyright © 2010-2021 housea.ru. Контакты: [email protected] При использовании материалов веб-сайта Домашнее Радио, гиперссылка на источник обязательна.

Интегральная схема (ИС) для вторичных источников питания — РадиоСхема

КР142ЕН24А
КР142ЕН24Б
LT1085-3.3
LT1086-3.3
КТ-28-2
КТ-28-2
Стабилизатор напряжения 3,3 В
КР142ЕН25А
КР142ЕН25Б
LT1085-2.9
LT1086-2.9
КТ-28-2
КТ-28-2
Стабилизатор напряжения 2,9 В
КР142ЕН26А
КР142ЕН26Б
LT1085-2.5
LT1086-2.5
КТ-28-2
КТ-28-2
Стабилизатор напряжения 2,5 В
  142ЕП1
КР142ЕП1А,Б
LM100
LG200
4112.16-15
238.16-1
Схема управления ключевого стабилизатора напряжения
  432ЕП3 4117.6 -1 Преобразователь и стабилизатор напряжения и тока
  432ЕП4 4117. 6 -1 Преобразователь и стабилизатор напряжения и тока
  432ЕП5 4117.6 -1 Преобразователь и стабилизатор напряжения и тока
  542НД1 б/а 402.16-7 Диодный мост U=50 В; I=0.5 А
  542НД2 б/а 402.16-7 Диодная матрица с общим катодом; U=50 В; I=0.5 А
  542НД3 б/а 402.16-7 Диодная матрица с общим анодом; U=50 В; I=0.5 А
  542НД4 б/а 402.16-7 2 пары последовательных диодов; U=50 В; I=0.5 А
  542НД5 б/а 402.16-7 4 изолированных диода; U=50 В; I=0. 5 А
 К1009ЕН1А-В TAA-550 КТ-1-2 Термокомпенсированный источник опорного напряжения
 К1009ЕН2A
К1009ЕН2Б
К1009ЕН2В
1009ЕН2Г
AD584JH
AD584KH
AD584LH
301.8-2 Универсальный источник опорного напряжения 2.5В
  1009ЕН21А
1009ЕН21Б
1009ЕН21В
301.8-2
301.8-2
301.8-2
Источник опорного напряжения 2.5 В
  1009ЕН22А
1009ЕН22Б
1009ЕН22В
1009ЕН22Г
301.8-2
301.8-2
301.8-2
301.8-2
Источник опорного напряжения 5 В
  1009ЕН23А
1009ЕН23Б
1009ЕН23В
301.8-2
301.8-2
301.8-2
Источник опорного напряжения 7. 5 В
  1009ЕН24А
1009ЕН24Б
1009ЕН24В
1009ЕН24Г
301.8-2
301.8-2
301.8-2
301.8-2
Источник опорного напряжения 10 В
 К1033ЕУ1 TDA4600 1102.9-5 ИС управления импульсными источниками вторичного электропитания для телевизоров
КР1033ЕУ2 TDA4605 2101.8-1 Схема управления мощным полевым транзистором (КП707) для блока однотактового автоколебательного несинхронного преобразователя обратного хода источников вторичного электропитания
КР1033ЕУ4 ML4812 .16- Схема коррекции коэффициента мощности в однофазных источниках вторичного электропитания
KР1033EУ10 UC3842 2101. 8-1 ИС управления ИСН с полевым транзистором в токовом режиме с фиксированной частотой и с минимальным числом внешних элементов. Us=10-30B, Is=+-1А, fsmax=400кГц.
KР1033EУ11 UC3844 2101.8-1 Схема управления для импульсных источников питания
KР1033EУ12 UC3843 2101.8-1 Схема управления для импульсных источников питания
KР1033EУ13 UC3845 2101.8-1 Схема управления для импульсных источников питания
K1033EУ25Р
K1033EУ25Т
UC3843 2101.8-А
4303Ю.8-А
Широтно-импульсный модулятор для источников питания
 K1055ЕП2 б/а MULTIWATT-15 ТрЈхканальный линейный стабилизатор напряжения с низким Uпрох. Внешняя установка задержки сигнала сброса, защита от КЗ, тепловая защита, внешняя блокировка каналов, выход диагностики. Uвых.=5-20В, Iо=1А, 100mA, 75mA.
 K1055ЕП4 б/а MULTIWATT-15 Четырехканальный ЛСН с низким Uпрох. Внешняя установка задержки сигнала сброса, защита от КЗ, тепловая защита, внешняя блокировка каналов, вых од диагностики. Uвых./Iн=12В/500мА, 6В/50мА, 5В/50мА, 1.2В/50мА
ЭКР1087ЕУ1 TDA4605 2101.8-A ИС для управления мощным МОП транзистором в импульсных источниках питания телевизоров
КМ1114ЕУ1А
КМ1114ЕУ1Б
MC1526
MC3420
4118.24-1
4118.24-1
БИС для управления импульсными источниками вторичного питания
  1114ЕУ3 TL494 4112. 16-15 БИС для управления импульсными источниками вторичного питания
КР1114ЕУ4 TL494 238.16-2 ИС управления импульсными источниками вторичного питания
КР1114ЕУ6 TDA4605ф/а . — ИС управления импульсными источниками вторичного питания (управляет транзисторами КП707, включает в себя ШИМ и ЧИМ модуляторы, обеспечивает защиту по теплу и току)
КР1114СП1 2102.14- ИС для построения схем контроля питаний и содержит 3 компаратора с открытым коллектором и источник опорного напряжения (4 В)
  1145ЕН1 4112.16-15 Регулируемый стабилизатор напряжения положительной полярности; 4 .5-27 В, 100 мА, 0.8 Вт
  1145ЕН4 4116. 8 -3 Двухполярный стабилизатор напряжения с фиксированным выходным напряжением; 15 В, 150 мА, 5 Вт
  1145ЕП1 4112.16-15 ИС управления импульсными источниками вторичного питания
  1145ЕП2 4112.16-15 ИС управления импульсными источниками вторичного питания
  1151ЕН1А-Б
КР1151ЕН1А-Б
KT-9
KT-43
Стабилизатор регулируемый до 10 А, 70 вт, 1.24-17.5 В
  1155ЕУ1 LAS6300 ИС управления импульсными мощными источниками вторичного питания с выходным током до 5 А
 K1155ЕУ2 L296 MULTIWATT-15 Мощная универсальная подсистема управления и регулирования импульсными источниками питания. Us=5.1-40В, Is=4А, fs=200кГц.
 K1156ЕН1 LM2925 ТО-220-5 ЛСН с низким Uпрох. Внешняя установка задержки сигнала сброса, защита от переполюсовки, выбросов Uвх. до 60В, от КЗ, тепловая защита. Uвх.max= 40В, Uвых.=5В, Iн=0.75А, Uпрох.=0.6В.
 K1156ЕН5 LM2931T ТО-220-5 Регулируемый ЛСН с низким Uпрох. Внешнее управление, защита от переполюсовки, выбросов Uвх. до 60В, от КЗ, тепловая защита. Uвх.max=40В, Uвых .=1.5-15В, Iн=0.75А, Uпрох.=0.6В.
  1156ЕУ1
КР1156ЕУ1
mA78S40 4112.16-3
238.16-2
ИС управления импульсными стабилизаторами напряжения, выходные транзисторы могут коммутировать 40 В, 1.5 А
KР1156EУ2 UC3825 DIP-16 ИС управления двухтактными ИСН. Токовый/ШИМ режим/прямая связь по Uвх., два полумостовых выхода, ШИМ-защЈлка, плавный запуск. Us=30В, Is=1.5А, fs=1MГц.
KР1156EУ3 UC3823 DIP-16 ИС управления однотактными ИСН. Токовый/ШИМ режим/прямая связь по Uвх., прямой и инверсный выход, ШИМ-защЈлка, плавный запуск. Us=30В, Is=1.5А, fs=1MГц.
 К1156ЕУ5 MC34063 DIP-8 DC-DC конвертер. Внутренний температурно-компенсированный источник опорного напряжения, компаратор, генератор с управляемой скважностью от схемы ограничения по току, драйвер и мощный выходной ключ. Us=3-40В, Is=1.5А, fs= 0.1-100кГц.
КР1157ЕН5А-Г LM78L05AC KT-27 Стабилизатор фиксированного напряжения, U= 5 В, 100 мА(А,Б), 250 мА (В,Г)
КР1157ЕН9А-Г LM78L09AC KT-27 Стабилизатор фиксированного напряжения, U= 9 В, 100 мА(А,Б), 250 мА (В,Г)
КР1157ЕН12А-Г LM78L12AC KT-27 Стабилизатор фиксированного напряжения, U=12 В, 100 мА(А,Б), 250 мА (В,Г)
КР1157ЕН15А-Г LM78L15AC KT-27 Стабилизатор фиксированного напряжения, U=15 В, 100 мА(А,Б), 250 мА (В,Г)
КР1157ЕН18А-Г LM78L15AC КT-27 Стабилизатор фиксированного напряжения, U=18 В, 100 мА(А,Б), 250 мА (В,Г)
КР1157ЕН24А-Г LM78L24AC KT-27 Стабилизатор фиксированного напряжения, U=24 В, 100 мА(А,Б), 250 мА (В,Г)
KР1158ЕН(3-15)
КФ1158ЕН(3-15)
LM2930
LM2931A
ТО-220
TO-251
TO-252
ТрЈхвыводной ЛСН с низким Uпрох. Внешняя установка задержки сигнала сброса, защита от переполюсовки, выбросов Uвх. до 60В, от КЗ, тепловая защита. На выходе ряд фиксированных напряжений в диапазоне Uвх.max=26В, Uвых.=3-1 5В, Iн=0.5А, Uпрох.=0.6В.
КР1162ЕН5 KT-28 Стабилизатор фиксированного напряжения, U= 5 В
КР1162ЕН6 KT-28 Стабилизатор фиксированного напряжения, U= 6 В
КР1162ЕН8 KT-28 Стабилизатор фиксированного напряжения, U= 8 В
КР1162ЕН9 KT-28 Стабилизатор фиксированного напряжения, U= 9 В
КР1162ЕН12 KT-28 Стабилизатор фиксированного напряжения, U= 12 В
КР1162ЕН15 KT-28 Стабилизатор фиксированного напряжения, U= 15 В
КР1162ЕН18 KT-28 Стабилизатор фиксированного напряжения, U= 18 В
КР1162ЕН24 KT-28 Стабилизатор фиксированного напряжения, U= 24 В
КР1168ЕН5 LM79L05 KT-26 Стабилизатор фиксированного напряжения, U= 5 В
КР1168ЕН9 LM79L09 KT-26 Стабилизатор фиксированного напряжения, U= 5 В
КР1168ЕН12 LM79L12 KT-26 Стабилизатор фиксированного напряжения, U= 5 В
КР1168ЕН15 LM79L15 KT-26 Стабилизатор фиксированного напряжения, U= 5 В
КР1168ЕН18 LM79L18 KT-26 Стабилизатор фиксированного напряжения, U= 5 В
КР1168ЕП1 ICL7660 2101. 8 -1 Преобразователь напряжения
КР1170ЕН5 LM2931Z05 KT-26 Стабилизатор фиксированного напряжения, U= 5 В
КР1170ЕН9 LM2931Z09 KT-26 Стабилизатор фиксированного напряжения, U= 5 В
КР1170ЕН12 LM2931Z12 KT-26 Стабилизатор фиксированного напряжения, U= 5 В
КР1179ЕН5 MC7905 KT-28 Стабилизатор отрицательный -5В, 1А
КР1179ЕН12 MC7912 KT-28 Стабилизатор отрицательный -12В, 1А
КР1180ЕН5 MC7805 KT-28 Стабилизатор положительный 5В, 1А
КР1180ЕН6 MC7806 KT-28 Стабилизатор положительный 6В, 1А
КР1180ЕН8 MC7808 KT-28 Стабилизатор положительный 8В, 1А
КР1180ЕН9 MC7809 KT-28 Стабилизатор положительный 9В, 1А
КР1180ЕН12 MC7812 KT-28 Стабилизатор положительный 12В, 1А
КР1180ЕН15 MC7815 KT-28 Стабилизатор положительный 15В, 1А
КР1180ЕН18 MC7818 KT-28 Стабилизатор положительный 18В, 1А
КР1180ЕН24 MC7824 KT-28 Стабилизатор положительный 24В, 1А
КР1182ГГ2 б/а PowerDIP Полумостовой высоковольтный автогенератор. Основа электронных пускорегулирующих аппаратов компактных люминесцентных ламп мощностью до 15 Вт. Uimax=400 B, Iomax=0.6 A
КР1182ГГ3 б/а DIP-8 Полумостовой высоковольтный автогенератор. ИС преобразует постоянное напряжение (в частности, выпрямленное сетевое напряжение) в высокочастотное напряжение 30-50 кГц для гальванически развязанных вторичных источников питания мощностью до 12 Вт и галогенных ламп
КР1182ЕМ2 б/а DIP-16 Сетевой тиристорный источник питания без гальванической развязки (для электродвигателей и т.п.) UАС=18-264В, Uo=5-60В, Io=50мА, fi=45-440Гц.
КР1182КП1 б/а TO-92 Диодный симистор с фиксированным напряжением открывания. Uon=8.5В-105B, Imax=1A
КР1182КП2 б/а TO-126 Фазовый регулятор. Возможное применение — в пускорегулирующей аппаратуре люминесцентных ламп. Uon>500 B, Imax=1A.
КР1182ПМ1 б/а PowerDIP Фазовый регулятор. Плавное вкл./выкл. ламп накаливания, регулировка яркости, управление мощными симисторами U=240VAC, Uост.=2.0VAC, Pнагр.=150W.
КР1182СА1 б/а DIP-18 Двухфазный контроллер сетевого питания. Автоматическое прерывание питания для защиты человека от поражения электр. током, для защиты нагрузки от перенапряжения. Ui=400 B, tсраб.=10 мс, dIсраб.=5 мА, Iупр.=300 мА
КР1184ЕН2 LT2951-5.0 2101.8-1 Стабилизатор напряжения 5.0 В
КР1184ЕН7 LT2951-3.3 2101.8-1 Стабилизатор напряжения 3. 3 В
КР1184ПН1 MC34063A 2101.8-1 Управляемый преобразователь постоянного еапряжения
КР1199ЕНхх MC79LxxAC КТ26 Стабилизатор отрицательного напряжения 5, 6, 8, 9, 12, 18, 20, 24 В; 1.0 А
КР1212ЕН5, 6, 8, 9, 10, 12, 15, 18, 24 б/а КТ28-2 Стабилизатор напряжения 5, 6, 8, 9, 10, 12, 15, 18, 24 В
К1234ЕН3 LT1086-3.3 КТ-28-2 Стабилизатор напряжения 3.3 В, 1.5 А
К1235ЕН3 IL2931Z-3,3 КТ-26 Стабилизатор напряжения 3.3 В, 0.1 А
К1242ЕР1 TL431 КТ-26 Регулируемый источник опорного напряжения (2. 5 В)

Схемы

Предлагаемое достаточно простое зарядное устройство
на автомобильном регуляторе напряжения генератора (рис. 1), которое
предназначено как для зарядки аккумуляторов, так и для поддержания
их в работоспособном состоянии при длительном хранении.

В первичной обмотке трансформатора Т1 включены
балластные конденсаторы (С1 или С1+С2), ограничивающие ток через
трансформатор. С вторичной обмотки трансформатора напряжение
подаётся на диодно — тиристорный мост, нагрузкой которого
служит аккумуляторная батарея.

В качестве регулирующего элемента применен
автомобильный регулятор напряжения генератора (РН) на 14 В любого
типа, предназначенный для генераторов с заземленной щеткой.
Подойдёт, например, регулятор типа 121.3702 или интегральный —
Я112А.

При использовании регулятора Я112А — выводы «Б» и «В»
соединяются вместе и с «+». Вывод «Ш» соединяется с цепью
управляющих электродов тиристоров. Таким образом, на аккумуляторной
батарее поддерживается напряжение 14 В при зарядном токе,
определяемом ёмкостью конденсатора С2, которая ориентировочно
рассчитывается по формуле:

где:

Iз — зарядный ток (A),

U2 — напряжение вторичной обмотки при «нормальном» включении
трансформатора (В),

U1 — напряжение сети.

Переключатель SA1 служит для выбора режимов
зарядки/хранения. Ток заряда выбирается равным 0,1 от численного
значения емкости аккумулятора, а ток хранения — 1 ÷ 1,5 А.

Зарядное устройство на регуляторе напряжения
настройки практически не требует. Возможно, придется уточнить
ёмкость конденсатора, контролируя ток амперметром, включенным в
разрыв цепи, между аккумулятором и зарядным устройством. При этом
необходимо замкнуть накоротко выводы 15 и 67 (Б, В и Ш).

Если есть возможность, то периодически, примерно один
раз в две недели, желательно производить разряд аккумуляторной
батареи током 2Iз с контролем температуры электролита.

Трансформатор — любой, мощностью 150 ÷ 250 Вт, с
напряжением на вторичной обмотке 20 ÷ 36 В.

Диоды моста — любые на номинальный ток не менее 10 А.
Тиристоры — КУ202 В ÷ М.

Диоды VD1 и VD3, а как же тиристоры VS1, VS2
необходимо установить на радиаторы.

Зарядные устройства. Выпуск 1:

Информационный обзор для автолюбителей

Сост. А. Г. Ходасевич, Т. И. Ходасевич

М.: НТ Пресс, 2005.»192 с.: ил.

(Автоэлектроника), с. 133

Напряжение

— TL431 Источник постоянного тока

В общих чертах:

  • Vref -> Ио: Имея известное опорное напряжение Vref, может быть использован для создания любого тока, если Vref какого-то образом приводит в действии известного резистора (Ио = Vref / R).

  • Vref -> Во- : Наличие известного опорного напряжения Vref, может быть использован для создания любого другого напряжения, если Vref может быть каким-то образом используется для привода известного резистора (так что ток известен: I = Vref / R) и затем этот ток (или его зеркало) проходит через другой резистор Ro, создавая новое напряжение: Vo = IRo.

TL431 просто опорное напряжение и блок обратной связи здание, которое может быть применено в сценариях, упомянутых выше.

Поведение просто таково, что когда REF> (Vref + ANODE), NPN-BJT будет пытаться потреблять больше тока, уменьшая свое эффективное сопротивление (потому что операционный усилитель обеспечит больше Vbe), а когда REF <(Vref + ANODE ), NPN-BJT будет пытаться потреблять меньше тока за счет увеличения своего внутреннего сопротивления (поскольку операционный усилитель будет обеспечивать меньшее напряжение Vbe).

Если этот эффект используется в качестве контура отрицательной обратной связи, влияющего на вход REF, тогда система попытается достичь равновесия, где REF = Vref + ANODE.

В указанном случае генерирования выходного тока («постоянный ток-сток»):

[Обратите внимание, что падение на Rs — это REF, а ANODE — на GND (определяет 0 В)]

Это работает, потому что если падение на Rs (REF) меньше, чем Vref (2,5 В), тогда внутренний BJT увеличит свое сопротивление, шунтируя меньше базового тока внешнего BJT, поэтому внешний BJT получит больше базового тока что увеличивает ток его эмиттера, что приводит к увеличению падения Rs (поэтому REF увеличивается). Резюме: {REF> Vref} уменьшает REF.

С другой стороны, если падение на Rs (REF) выше, чем Vref (2,5 В), тогда внутренний BJT уменьшит свое сопротивление, шунтируя больший ток, поэтому база внешнего BJT получает меньше тока, поэтому его ток эмиттера меньше, поэтому меньше напряжения падает на Rs, уменьшая RES. Резюме: {REF

Следовательно, в состоянии равновесия REF = Vref (2,5V). Поскольку известно падение Rs и известно Rs, то известен ток коллектора, который и является вашим выходным током.Таким образом, можно в основном установить выходной ток, правильно выбрав Rs (Io = 2,5 В / Rs).

Устранение отрицательного выходного напряжения в блоке питания на основе LM317, регулируемое до 0 В

Учитывая, что схема была разработана несколько десятилетий назад, производительность в порядке. Однако если вы хотите точно отрегулировать напряжение до нуля, это не лучший вариант.

Ограничитель тока не работает, поскольку, когда он достигает своего предела, он всегда переводит выходное напряжение 317 в состояние пониженного напряжения (его Vin упадет ниже минимального), и выходное напряжение станет отрицательным.

Существует множество вариантов стабилизации напряжения до нуля, здесь я приведу только один из них.
Отрицательная ссылки необходимо, чтобы компенсировать ссылку LM317 можно создать несколько способов (в комментариях я предложил LM185 в качестве потенциального быстрого решения), но, вероятно, проще всего создать регулируемую ссылку, основанную на регуляторе хорошо опорного напряжение шунта.

смоделировать эту схему — Схема создана с помощью CircuitLab

Я проигнорировал здесь ограничитель тока, чтобы упростить схему.

TL431 обеспечивает ссылку стабильно -2.5V в конце цепи R4, R5, R6, и я установить обратную связь R2, так что только 1.3mA в настоящее время погружен от выхода.

Так как вы хотите иметь возможность установить Vout на ноль, трудно обеспечить минимальную токовую нагрузку в таком большом диапазоне напряжений. Если вы попытаетесь настроить R2, чтобы обеспечить это, вам понадобится потенциометр R1 большей мощности. В данном случае я решил использовать полевой транзистор BSS139 в режиме истощения, чтобы обеспечить постоянную нагрузку на выход. В этом случае это сработает, но если вы попытаетесь добавить ограничитель тока, как показано в исходной схеме, то эта нагрузка потянет выходной сигнал отрицательным, когда U1 будет ниже рабочего порога.

С помощью схемы, которую я здесь показал, вы можете ограничить ток с помощью N-канального полевого транзистора непосредственно через R1 и использовать что-то вроде INA219 для измерения выходного тока U1. Если выходное напряжение не может превышать 25 В, это будет работать, но для его питания потребуется отдельный источник питания (стабилитрон или TL431).

Вы также можете прочитать эту заметку по проектированию EDN, в которой рассматривается использование очень простого источника CC для управления отрицательной ссылкой.

Planet Analog — На первый взгляд простые схемы: регулятор напряжения TL431, часть 3

В кажущихся простыми схемах: регулятор напряжения TL431, часть 2, мы рассмотрели, как измеряется усиление напряжения TL431.Теперь мы погрузимся глубже, чтобы посмотреть на выходное сопротивление замкнутого контура, вывести некоторые формулы, а затем рассчитать крутизну и выходное сопротивление по данным производителя.

Выходное сопротивление

Инкрементное выходное сопротивление замкнутого контура TL431 определяется с помощью тестовой схемы, аналогичной схеме проверки усиления, но с удаленным делителем, так что ν B = ν O ; R 1 = 0 Ом, R 2 → ∞.Изменения в схеме проверки усиления:

Результаты немного измененной блок-схемы. С усилителем G m обнулен, разомкнутый контур

ν G варьируется ( ν g ≠ 0 В), а ν g и ν o измеряются. Как и в схеме проверки усиления, вклад разомкнутого контура ν g от до ν или составляет Τ g x ν g .Уравнения схемы проверки сопротивления сводятся к

.

Выходной порт замкнутого контура r out обнаружен с применением закона Ома с R L источник i o = i g , последовательно с ν g ;

и может быть рассчитан из измерений ν или и ν г .

Исходя из анализа схемы, обратная связь снижает напряжение разомкнутого контура Τ g x ν g на 1 / (1 + G ).Делитель Τ г эффективно

Это делитель Τ g с сопротивлениями R L и R из (cl). Приравнивая второе и последнее выражения и решая,

Квазистатическое выходное сопротивление TL431 составляет r o параллельно с источником 1/ G m , которое зависит от ν e , а также на ν g = — ν b = — ν o ;

Этот результат также непосредственно следует из теоремы замещения : напряжение, от которого зависит источник тока G m , также находится на нем, тем самым уменьшая зависимый источник тока до сопротивления, 1/ G m .

r из из G м Токи

Для схемы проверки сопротивления ток источника G m можно разложить на токи в r o и R L :

Доля тока G m в r o с ν b = ν o (как в цепи проверки сопротивления) составляет

Полярность тока и напряжения может несколько сбивать с толку в этой схеме. Поскольку G m усилитель потребляет ток (в усилитель) как положительный, то для подачи KCL положительный ток в r o течет вверх до отрицательного ν o . То же самое относится к RL ; ν o ( R L ) = — i o x R L , где — i o и R L неотрицательны.

Применение G = G m x r out при вычислении сопротивления замкнутого контура r o ,

G м ток R L составляет

, а сопротивление замкнутого контура R L равно

Таким образом, замкнутый контур эффективно снижает сопротивление ветвей выходного узла на G .

Суммирование сопротивлений замкнутого контура, вносящих вклад G m ток,

Как цепь, G m и r out образуют зависимый источник тока с сопротивлением 1/ G m параллельно с r out . Одинаковый ток течет в параллельном контуре, образованном двумя сопротивлениями. G m и r out являются независимыми, только если ν o через них равно 0 В.Без ν G (из тестовых цепей) или нестатического В R , никаких изменений напряжения на выходном узле не ожидается; ν o = 0 В и r out и 1/ G m независимы. Приведенное выше уравнение подразумевает, что ν o = 0 В, а также говорит нам, что источник 1/ G m фактически равен сопротивлению r из / G .

Замкнутый контур r out , полученный ранее, может быть выражен в терминах этого результата как

Таким образом, r out (cl) уменьшается по сравнению с разомкнутым контуром r out на коэффициент обратной связи, 1 + G , результат соответствует теории обратной связи; выходное напряжение обычно уменьшается в сопротивлении с замкнутым контуром на коэффициент обратной связи 1 + G x H .

Для измерения r out (cl) выходной узел должен управляться либо независимым источником тока, либо источником напряжения, например ν g за R L .Его вклад в ν или приводит к тому, что результирующий ток в узле является током замкнутого контура r из . Замена замкнутого контура ν или в замкнутый контур i или ,

, из которых

Вклад замкнутого контура ν g от до ν или является усилением замкнутого контура усилителя с Τ g x ν g , приложенным к выходному узлу.

G m и r o из данных испытаний

Возвращаясь к общей проблеме поиска G m и r o , теперь у нас есть два уравнения, которые можно решить для них одновременно. Первый —

, а второй —

Одна из спецификаций TL431 дает r из (cl) = 0,2 Ом, хотя у разных производителей она значительно варьируется от 0,13 Ом до 0,5 Ом. Значение r o можно найти, подставив первое во второе уравнение и решив;

Разомкнутый контур r o трудно измерить и должен быть рассчитан на основе данных замкнутого контура.Входной контакт нельзя просто оставить открытым. В идеале его можно было бы подключить к внутреннему узлу V, R, , а затем R из , хотя V R не является доступным узлом. Следовательно, в большинстве схемотехнических анализов значения r o считаются незначительными по своему влиянию и игнорируются.

В схеме проверки выходного сопротивления, предоставленной TI, R L = 1 кОм за источником, шунтированным на 50 Ом.Источник больше не указывается, хотя схема предполагает источник напряжения с выходным напряжением 50 Ом (что типично для испытательного оборудования), оканчивающийся шунтом 50 Ом, показанным на принципиальной схеме. Если это верно, то сопротивление последовательно с резистором 1 кОм составляет 50 Ом || 50 Ом = 25 Ом и всего R L = 1025 Ом.

Замена G 0 = 600, R LG = 230 Ом, r из (cl) = 0.2 Ом, и R L = 1025 Ом,

Для r out >> 1/ G m , r out (cl) ≈ 1 / G m . Большинство схемотехнических схем могут сделать это приближение, хотя при включении в анализ пути R f требуется некоторое значение r o . Однако точное значение r o определить трудно. На нижнем конце диапазона G 0 = 400 и r o = 123 Ом, что по-прежнему намного больше, чем 1/ G m .Для G = 600, если r out (cl) ≈ 0,383, то r o → ∞ со значениями в указанном диапазоне. Ожидается, что выходной биполярный транзистор TL431 будет иметь 100 кОм или более. Что уменьшает r o , так это шунтирующий путь источника питания TL431. По мере того, как усилитель изменяет ток питания, он добавляет к выходному току на выводе 3 и уменьшает .

TL431A datasheet — ПРОГРАММИРУЕМЫЕ ТОЧНЫЕ ССЫЛКИ Серия TL431

GM34063 : 1.Преобразователь постоянного тока в постоянный ток 5А. до 40 В Регулируемое выходное напряжение Ограничение тока Выходной переключатель Ток до 1,5 А Низкий ток в режиме ожидания Рабочая частота до 100 кГц Точность эталонного сигнала 2% GM34063 имеет все функции, необходимые для преобразователей постоянного тока в постоянный: внутренний эталон с температурной компенсацией, компаратор, регулируемый рабочий цикл генератор с активной схемой ограничения тока.

IRPT1059A : Силовой модуль для моторных приводов мощностью 1 л.с. Однофазный вход 180-240 В переменного тока, 50/60 Гц Однофазный выпрямительный мост 3-фазный, сверхбыстрый IGBT-инвертор, рассчитанный на короткое замыкание датчик Штифт к опорной плите изоляции 2500V среднеквадратичной Простой в креплении два винты температуры пакета Case.

L6567 : Полумостовой драйвер с осциллятором. ТЕХНОЛОГИЯ BCD-OFF LINE НАПРЯЖЕНИЕ ПЛАВАЮЩЕГО ПИТАНИЯ НА 570 В GND ИТОГОВОЕ НАПРЯЖЕНИЕ ПИТАНИЯ ДО 18 В ПОД НАПРЯЖЕНИЕМ БЛОКИРОВКА ОТКЛЮЧЕНИЯ НАПРЯЖЕНИЯ ВОЗМОЖНОСТИ ТОКА ДРАЙВЕРА: 30 мА ИСТОЧНИК 70 мА ПРЕДВАРИТЕЛЬНЫЙ НАПРЯЖЕНИЕ НАПРЯЖЕНИЯ И ПЕРЕКЛЮЧЕНИЕ ЧАСТОТ небольшие лампы TL с минимальным количеством деталей. Это обеспечивает.

MAX632XC / S : КМОП фиксированные / регулируемые повышающие импульсные регуляторы.

NL6448BC33-31 : 26 см, 10,4 дюйма, 640 X 480 пикселей, 262 144 цвета, встроенная подсветка с двумя лампами / боковой подсветкой, широкий угол обзора.

PT6603 : Преобразователи постоянного тока в постоянный без изоляции. Одно устройство Диапазон выходного входного напряжения 9 А: до 6,0 В Регулируемое выходное напряжение КПД 90% Возможность удаленного контроля Функция ожидания Функция защиты от перегрева Встроенный пакет встроенных импульсных регуляторов (ISR), предназначенных для автономной работы в приложениях, требующих не менее 9 А. выходной ток.Серия PT6600 также будет работать в автономном режиме.

PT7721 : Преобразователи постоянного тока в постоянный без изоляции. Вход шины +12 В 5-битный Программируемый: до 7,6 В Высокоэффективный дифференциальный датчик дистанционного управления 27-контактный корпус SIP Параллельный с усилителем тока PT7748 17 А Серия PT7720 — вход +12 В, выход 17 А, высокопроизводительный интегрированный импульсный регулятор ( ISR), размещенный в 27-выводном SIP корпусе. Возможность 17А позволяет легко интегрировать новейшие высокоскоростные низковольтные устройства.

SL05T1 : Защита от переходных напряжений-> Электростатический разряд низкой емкости.300 Вт, 6 В, малый конденсатор, 5 пФ / 1 линия, корпус: SOT-23 (TO-236), контакты = 3.

UCC3957-4 : Безопасность батареи. 3-, 4-элементная литий-ионная цепь безопасности с напряжением питания = 4,35 В. Защищенные ячейки (макс.) Порог перенапряжения (В) Защита полевых транзисторов Защита от перегрузки по току Задержка перегрузки по току Ток отключения последовательной шины (мкА) Целевой показатель 4 4,35 Внешний Да Нет 3,5 Ноутбук, медицинское оборудование, портативные приборы Работа с тремя или четырьмя элементами Двухуровневое ограничение перегрузки по току Типичное потребление тока 30 мкА 3. Типовое питание 5 мкА.

XC6211 Серия : входное напряжение = 2,0–6,0 В ;; Выходное напряжение = 0,9-5,0 В ;; Максимальный выходной ток = 150 мА (предел 300 мА) ;; Accu Racy = — ;; Ток покоя Тип. = 25А ;; Ток покоя в режиме ожидания = — ;; Падение напряжения = 200 мВ при 100 мА ;; Условия = ;; Пакет = СОТ-25 ;; Примечание =.

FSCQ1565RT : Выключатель питания QRC 15 А / 650 В В целом квазирезонансный преобразователь (QRC) показывает более низкие электромагнитные помехи и более высокую эффективность преобразования мощности по сравнению с обычным преобразователем с жесткой коммутацией и фиксированной частотой переключения.Поэтому он хорошо подходит для приложений, чувствительных к шуму, например для цветного телевидения и аудио. FSCQ1565RT — это интегрированный Pulse.

NCP5500 : Линейный регулятор 500 мА Эти линейные регуляторы обеспечивают выходной ток до 500 мА в настраиваемом пользователем диапазоне выходного напряжения от 1,25 В до 5,0 В или при фиксированном выходном напряжении 5 В. Типичная точность составляет 2,9%. Версии NCV подходят для требовательных автомобильных приложений, требующих контроля места и изменений. Версии NCP5500 и NCV5500 включают.

BQ29410 : bq2941x — это вторичная ИС защиты от перенапряжения для 2-, 3- или 4-элементных литий-ионных аккумуляторных батарей, которая включает в себя высокоточную прецизионную схему обнаружения перенапряжения. Он включает в себя схему программируемой задержки для времени обнаружения перенапряжения. Каждая ячейка в пакете из нескольких элементов сравнивается с внутренним опорным напряжением. Если одна ячейка достигает перенапряжения.

SSM3J108TU : Постоянно увеличивающаяся функциональность портативных устройств, таких как сотовый телефон, DSC и портативное аудиоустройство, увеличивает нагрузку на их батареи.Чтобы реализовать более длительную работу, мы пытаемся снизить энергопотребление системы за счет снижения внутреннего рабочего напряжения. Особенно понижение напряжения блока питания и понижение внутреннего.

LT3518 : полнофункциональный светодиодный драйвер с током переключения 2,3 А LT3518 — это преобразователь постоянного тока в постоянный ток с внутренним переключателем на 2,3 А, 45 В, специально разработанный для управления светодиодами. LT3518 работает как драйвер светодиода в повышающем, понижающем и повышающем понижающем режимах. Он сочетает в себе традиционный контур напряжения и уникальный контур тока для работы в качестве источника постоянного тока или постоянного напряжения.

S-8209B : ИС ЗАЩИТЫ АККУМУЛЯТОРА Серия S-8253C / D представляет собой ИС защиты для литий-ионных аккумуляторных батарей с 2 ​​или 3 последовательностями и включает в себя высокоточный детектор напряжения и схему задержки. Эта ИС подходит для защиты литий-ионных аккумуляторных батарей от перезаряда, переразряда и перегрузки по току.

TPS22906 : Ультра-маленький переключатель нагрузки с низким входным напряжением и низким RON с медленным нарастанием выхода TPS22906 — это сверхмалый переключатель нагрузки с низким сопротивлением в открытом состоянии (rON) с управляемым включением. Устройство содержит P-канальный MOSFET, который работает в диапазоне входных напряжений от 1,0 В до 3,6 В. Переключатель управляется входом включения / выключения (ON), который может взаимодействовать.

AME5268 : Синхронный выпрямленный понижающий преобразователь 3 А, 28 В, 340 кГц AME5268 представляет собой монолитный синхронный понижающий стабилизатор с фиксированной частотой, который принимает входное напряжение от 4,75 В до 28 В. На кристалле встроены два переключателя NMOS с низким сопротивлением в открытом состоянии. Топология текущего режима используется для быстрого переходного отклика и хорошей стабильности контура..

HT7L2102 : Высокоэффективный драйвер светодиодного освещения с регулируемой яркостью и защитой от электромагнитных помех, с зеленым режимом и встроенной защитой HT7L2102 — это усовершенствованный, высокоинтегрированный драйвер светодиодного освещения, использующий топологию изоляции AC-DC. Устройство обеспечивает множество функций защиты и использует схему сверхнизкого энергопотребления и оптимизировано для ограничения электромагнитных помех. Путем интеграции неслышимого шума.

FDMF6820A : сверхмаленький, высокопроизводительный, высокочастотный модуль DrMOS Семейство XS ™ DrMOS — это полностью оптимизированный, сверхкомпактный интегрированный полевой МОП-транзистор и драйвер для сильноточных и сильноточных цепей нового поколения от Fairchild. частота, синхронный понижающий DC-DC приложения.FDMF6820A включает в себя микросхему драйвера, два силовых полевых МОП-транзистора и начальную загрузку Шоттки.

Пересмотрены регуляторы напряжения: LM317M, 7812, MCP170x, MIC5219 и ICL7660 | by R. X. Seger

LM7812 Фиксированный стабилизатор

LM7812 на 12 В, используемый в обновлении Дымоотвод для самостоятельной пайки . Но с тех пор что-то произошло, возможно, кратковременное короткое замыкание, и температура стружки сильно повысилась, что привело к появлению запаха гари. Падение двенадцати вольт (с нерегулируемого входа 24 В до выхода 12 В) на линейном регуляторе может быть не лучшим подходом, даже с радиатором, а при нормальной работе температура регулятора чрезмерно повышалась. Измерено инфракрасным датчиком температуры при 141ºF!

Я заменил стабилизатор на другую микросхему с надписью «L7812 7K2»:

, однако я прекратил использовать эту схему, так как нашел сетевой адаптер с выходом 24 В постоянного тока и 12 В постоянного тока. Напряжение не регулируется от этого адаптера, но он работает достаточно хорошо, чтобы использовать его для питания вентилятора ПК с напряжением 12 В для использования в качестве вытяжного устройства:

Иногда скорость вращения вентилятора увеличивается при пиках напряжения сети, ничего страшного.

USB Vbus к MCP1700–3302 и MCP1702–5002 с малым падением напряжения

Теперь о некоторых других фиксированных регуляторах, хотя они с низким падением напряжения, что позволяет входному напряжению быть достаточно близким к выходному напряжению.

Я заказал Digi-Key по почте и заплатил чеком за бесплатную доставку. Загрузите форму .pdf, отредактируйте в Предварительном просмотре, чтобы добавить номера заказов, распечатать, оплатить стоимость штампа, отправить по почте с чеком:

Куплены два аналогичных регулятора напряжения, MCP1700–3302 на 3,3 В и MCP1702–5002 на 5 В. USB — это распространенное средство подачи питания, а настенные USB-адаптеры распространены как грязь. Итак, я разрезал запасной USB-кабель, проверил его мультиметром и припаял к Vbus (красный провод +5 В) и заземлению (экран):

Подключил к зарядному устройству (используя встроенный USB-порт в этой лампе: Интеллектуальная светодиодная настольная лампа Satechi с регулируемой яркостью с сенсорным управлением, таймером выключения на 1 час и портом для зарядки смартфона (белый)), напряжение выше 5 В.USB обеспечивает не менее 100 мА, обычно 500 мА, но выше требуется согласование.

Найдена небольшая печатная плата для пайки регуляторов напряжения:

Добавлены конденсаторы 1 мкФ на вход и выход (по крайней мере, для регулятора 5 В TODO: также для 3,3 В), как рекомендовано в таблице данных:

Таблица данных говорит, что использовать керамические конденсаторы 1 мкФ, что соответствует маркировке конденсатора «105», но у меня их не было — большинство моих керамических конденсаторов были из этого набора: 300 шт. 30 номинальных керамических конденсаторов 50 В Ассорти из набора Ассортиментный набор, который подходит только до 104 (100 нФ = 0.1 мкФ). Поэтому я использовал вместо этого электролитические конденсаторы 1 мкФ, стараясь правильно сориентировать, хотя мне было достаточно только установить их на стабилизатор 5 В, а не на 3,3 В.

Вот последняя схема:

Подключено к USB, измерено 4,999 В на выходе На выходе 5 В, а на 3,3 В… всего 3,033? Может ли это расхождение быть связано с отсутствием колпачков байпаса?

Сверхмалошумящий регулятор MIC5219–3.3

Далее: регулятор MIC5219–3.3 с малым падением напряжения (10 мВ при малых нагрузках, 500 мВ при полной нагрузке) для 3.3В. Это корпус SOT23–5, который я раньше не видел, три контакта с одной стороны, два с другой:

Типичное использование из таблицы данных:

Я припаял его с электролитическим фильтром 2,2 мкФ (не имел a tantlum) и 470 пФ 0603 конденсатор для поверхностного монтажа:

Сначала я измерил нулевое напряжение на выходе, так как у меня был контакт включения, привязанный к земле — он предназначен для управления выходом логической схемы, но я вместо этого подключил его прямо на вход. Это вызвало измеримое напряжение на выходе.Однако, учитывая входное напряжение 5 В, я получаю примерно 4,5 В на выходе и падаю без нагрузки. Дальнейшего расследования не проводил, так как это был запасной чип, для которого я пока не собираюсь использовать по назначению.

Зарядный насос ICL7660 для отрицательного напряжения (разделенные шины ± 5 В)

Зарядный насос ICL7660AIBAZA представляет собой удобную микросхему для отрицания напряжения. Я заказал несколько у Digi-Key, и они пришли в тубусе:

Трубки Digi-Key довольно хорошие, с резиновыми (?) Вставками по краям вместо штифтов, как показано здесь, в этом подвальном контейнере со скидкой:

В любом случае, я припаял ICL7660, как указано в таблице данных:

Электролитический конденсатор 10 мкФ между контактами № 2 и № 3 (CAP + и CAP-), еще один электролитический конденсатор 10 мкФ между выходом на контакте № 5 и землей.Это единственные требуемые внешние компоненты, что делает ICL7660 таким удобным для инвертирования напряжений. Вот как это выглядит:

С черными проводами в качестве общей земли. Это работает? Питание от настольного источника питания, настроенного на входное напряжение 5,008 В:

Отрицательное напряжение на выходе ICL7660 составляет -4,814 В. Это всего лишь 96% от (отрицательного) входного напряжения. Падение больше, чем я ожидал, но, надеюсь, его хватит для некоторых целей.

Затем я припаял USB-разъем для питания положительного входа:

Черный провод как обычно заземлен, зеленый — отрицательный (-5 В), а красный — тот же нерегулируемый вход USB (+5 В) .Теперь у нас есть источник питания ± 5 В, хотя и нерегулируемый, и полагающийся на источник питания USB Vbus. Нам нужно посмотреть, насколько он выдержит сравнение с LM317M + делителем напряжения + повторителем напряжения на основе операционных усилителей / источником питания LM324 ± 5 ​​В, разработанным в Электроника для поверхностного монтажа для любителей: проще, чем вы думаете . Во-первых, это, конечно, намного проще!

И он может успешно питать обе схемы, начиная с Изучение троичной логики: вентили TNAND и TAND и Изучение троичной логики: пробник троичной логики :

Замыкание контура с помощью популярного шунтирующего регулятора

Для PDF-версию этой статьи нажмите здесь.

Большинство автономных и телекоммуникационных источников питания нуждаются в методе изоляции относительно высокого входного напряжения от выходов с более низким напряжением для обеспечения безопасности, изоляции от скачков напряжения, вызванных молнией, и устранения проблем с контуром заземления. Для передачи сигнала через эту границу изоляции используются различные методы, наиболее распространенными из которых являются импульсные трансформаторы или оптопары. Эти устройства предоставляют средства для передачи сигнала ошибки вторичной стороны, сигнала синхронизации или сигнала управления затвором через эту границу обратно на первичную сторону.

На рис. 1 показан типичный обратноходовой источник питания с силовым трансформатором и оптопарой для обеспечения высоковольтной изоляции. Контроллер UCC3809 обеспечивает управление текущим режимом первичного силового каскада. Это достигается путем объединения напряжения, генерируемого первичным резистором считывания тока и выходным транзистором оптопары. Комбинированный сигнал содержит информацию об ошибках тока и выходного напряжения и служит для установки первичного тока переключателя питания и рабочего цикла.Более высокий ток в выходном транзисторе оптопары приводит к увеличению напряжения на выводе FB контроллера, тем самым уменьшая пиковый первичный ток и эффективно понижая выходное напряжение. Следовательно, меньший ток в выходном транзисторе оптопары, например, при включении питания, приведет к увеличению тока и выходного напряжения.

Для поддержания стабилизации выходного напряжения выходное напряжение сравнивается с внутренним опорным напряжением TL431. Разница между опорным напряжением и разделенным выходным напряжением увеличивается внутренним операционным усилителем, который преобразует это напряжение ошибки в пропорциональный ток ошибки.Затем этот ток проходит через диод оптрона, передавая сигнал ошибки на первичный контроллер. Создавая сигнал ошибки на вторичной стороне, а не пытаясь передать сигнал на первичную обмотку, который пропорционален выходному напряжению, можно свести к минимуму влияние нелинейности оптопары и больших вариаций усиления. Выходной ток оптопары зависит от его коэффициента передачи тока и тока, генерируемого TL431.

Внутренние функциональные блоки TL431 состоят из 2.5V ссылка подключена к отрицательному входу операционного усилителя, в с выходом операционного усилителя используется для привода базы открытого коллектора транзистора. На рис. 2 показан упрощенный эквивалент модели SPICE TL431. На рис. 2 , G1 представляет источник тока, управляемый напряжением, функциональный эквивалент операционного усилителя и выходного транзистора TL431. Коэффициент усиления по напряжению-току велик на низких частотах, но уменьшается на более высоких частотах из-за ограниченной полосы пропускания TL431. В упрощенной модели (рис. 2) полюс моделируется конденсатором CInt.Поскольку выход TL431 может принимать только ток, подтягивающий резистор на выводе катода гарантирует напряжение, превышающее минимально необходимое для работы 2,5 В, а также обеспечивает минимальный требуемый ток потребления 1 мА. Отношение резистора R8 / R16 и опорные 2. в TL431 по установить выходное напряжение постоянного тока преобразователя. Хотя R16 используется для установки выходного постоянного напряжения преобразователя, он практически не влияет на коэффициент усиления усилителя ошибки переменного тока, который определяется от катодного вывода TL431 к Vout. Это связано с тем, что вход REF TL431 (контакт 8) является виртуальной землей и поддерживается постоянным по частоте, что не позволяет протекать переменному току в R16.По этой причине, если требуется изменение выходного напряжения постоянного тока, разработчик должен изменить R16, а не R8. Следовательно, R16 можно игнорировать в модели переменного тока, и только R8 и значения обратной связи R14, C15 и C13 определяют частотную характеристику усилителя ошибки.

На рис. 3 показана простая SPICE-модель оптопары. Оптопару можно смоделировать как источник тока с регулируемым током, при этом коэффициент усиления определяет коэффициент усиления. Большинство оптопар, используемых в источниках питания, не имеют очень высокой пропускной способности.Чтобы смоделировать это, конденсатор CInt был добавлен к Рис. 3 . Он помещает полюс средней частоты в отклик оптопары. Его оценочное значение может быть рассчитано из Рис. 3 , найдя характеристики времени спада оптопары и сопротивление испытательной нагрузки на время спада. Коэффициент усиления по напряжению оптопары задается его CTR, а также эквивалентной внутренней емкостью и подключенными к нему внешними компонентами. Например, в (рис. 1) , при размахе 1 В на резисторе, возбуждающем анодное напряжение оптопары (при сохранении постоянного выходного напряжения катода TL431 и CTR оптопары = 1), на U1-выводе 1 отображается 2 В.Отношение R12 к R9 и CTR устройства задают коэффициент усиления оптопары, который в данном случае составляет примерно 6 дБ. Резистор R13 не влияет на усиление, потому что оптопара действует как источник тока, и только напряжение, воспринимаемое контроллером относительно земли, влияет на усиление.

Как показано на блок-схеме рис. 4 каскадов усиления, составляющих контур управления для схемы в рис. 1 , блок усилителя ошибки (TL431) находится в прямом тракте, а не в тракте обратной связи.Кроме того, обратите внимание, что в этой цепи только один тракт обратной связи. Сама оптопара не зависит от изменений выходного напряжения. Цепь смещения, состоящая из R3, D3 и Q1, фиксирует постоянное напряжение на анодном пути оптопары. Это устраняет любую зависимость оптопары от выходного напряжения, нагрузки и входной линии от изменений характеристик усиления по переменному току. Эта независимость от выходного напряжения может упростить работу по стабилизации контура управления, но с дополнительными расходами на компоненты схемы смещения.

На рис. 5 показан альтернативный способ подключения оптопары. Ток оптопары теперь определяется разницей между выходным напряжением и напряжением ошибки.

При создании этого соединения второй внутренний цикл вводится в блок-схему на рис. 6 . Внутренний контур служит для стабилизации вариаций усиления оптопары и ускорения реакции контура управления, обеспечивая альтернативный тракт управления, чтобы сигнал ошибки не проходил через усилитель ошибки.

Смоделированное усиление по переменному току различных блоков внутреннего контура показано в Рис. 7 . Передаточная функция силового каскада — Vo / D, основанная на модели, описанной Ворперианом (см. Ссылки), и показывает низкочастотный разрыв, создаваемый выходными конденсаторами и сопротивлением нагрузки. Он также имеет два нуля: один устанавливается ESR выходного конденсатора, а ноль правой полуплоскости устанавливается при непрерывном режиме работы. Блок усиления оптопары, обозначенный как D / C, основан на упрощенной модели Рис.3 . Он показывает полюс приблизительно на частоте 20 кГц и характерен для данной оптопары. В этом примере никакой дополнительной компенсации контура не было, и эти два блока были просто суммированы вместе, причем Vo / C определяли мощность разомкнутого контура / усиление каскада оптопары. Эффект закрытия внутреннего цикла можно увидеть в ответе, определяемом Vo / B. Поскольку обратная связь равна единице, усиление внутреннего контура снижается почти до 0 дБ на более низких частотах, а на более высоких частотах отслеживается усиление разомкнутого контура.Интересно, что замыкание петли перемещает полюс низких частот с 300 Гц на более 3 кГц.

На рисунке 8 показаны ответы на закрытие внешнего цикла. Отклик внутреннего контура с обратной связью повторяется, и отображается запланированный отклик усилителя ошибки на усилителе ошибки. Усилитель второго типа имеет низкочастотный интегратор нуля, расположенный на той же частоте, что и полюс внутреннего контура. Кроме того, полюс размещается на частоте, намного превышающей запланированную частоту кроссовера 5 кГц.Этот высокочастотный полюс добавлен к компенсации TL431, чтобы предотвратить усиление шума переключения TL431 и нарушение характеристик управления. Положение нуля в компенсации TL431 можно увидеть на этом рисунке примерно на 3,5 кГц, и оно было выбрано для совмещения с полюсом усиления каскада мощности / оптопары с обратной связью. Когда внешний контур замыкается вокруг TL431, общее усиление замкнутого контура является суммой усиления замкнутого контура мощности / оптопары (Vo / B) и усиления усилителя ошибки (B / A).Коэффициент усиления внешнего замкнутого контура определяется как Vo / A и имеет полосу пропускания приблизительно 4 кГц.

Рис. 9 представляет основную причину добавления сложности двух петель в конструкцию TL431. Он представляет собой выходной импеданс двух различных конструкций с одинаковой частотой кроссовера через контур оптопары. Выходное сопротивление было определено путем добавления источника тока 1 А параллельно нагрузочному резистору и измерения изменения выходного напряжения в зависимости от частоты. Зеленая кривая представляет собой выходной импеданс источника питания без внутреннего контура.Красная кривая представляет собой выходное сопротивление двухконтурного источника питания. При использовании двух контуров выходное сопротивление источника питания уменьшается в четыре раза. Это означает, что для данного переходного процесса нагрузки изменение выходной мощности источника питания может быть уменьшено в четыре раза без необходимости увеличения общей полосы пропускания контура до более высоких частот. Другие преимущества этого подхода включают стабилизацию изменения усиления оптопары за счет использования первого контура и уменьшение количества деталей, что приводит к повышению надежности, меньшему размеру и снижению стоимости.

Список литературы

  1. Динвуди, Лиза, «Обзор конструкции: изолированный обратный преобразователь мощностью 50 Вт с использованием контроллера первичной стороны UCC3809, примечания по применению Unitrode U-165», Техническая документация по продуктам управления источниками питания Texas Instruments .

  2. Чжан, Йованович, Ли; «Соображения по конструкции и оценка производительности синхронного выпрямления в обратноходовых преобразователях», IEEE Transactions on Power Electronics, Vol. 13, No. 3, May 1998 .

  3. Ридли, Рэй, «Серия дизайнеров, Часть V, Моделирование управления в текущем режиме», Журнал Switching Power, 2001 г. .

  4. Форпериан, Ватче, «Упрощенный анализ ШИМ-преобразователей с использованием модели ШИМ-переключателя. Часть 1: Режим непрерывной проводимости», IEEE Transactions on Aerospace and Electronic Systems, Vol. 26, No. 3, May 1990 .

  5. Ридли Р., «Новая модель слабых сигналов для управления текущим режимом», доктор философии.Диссертация, Политехнический институт Вирджинии и государственный университет, Блэксбург, Вирджиния, ноябрь 1990 г. .

Для получения дополнительной информации об этой статье, CIRCLE 333 на сервисной карте считывателя

ETC TL431

DtSheet


    Загрузить

ETC TL431

Открыть как PDF

Похожие страницы

TI TL431CKTPR

TI TL431QDBVRQ1

TI TL1431CKTPR

ETC TL431-CZ

TI TL1431QDRG4Q1

FAIRCHILD LM431SAI

TS432I_C14

Регулируемый прецизионный шунтирующий регулятор

FAIRCHILD KA431

ДЕТСКИЙ ВЕНТИЛЯТОР 431

FAIRCHILD KA431SMF

NSC LMV431

NSC LM431BCZ

FAIRCHILD KA431SAMF

TSC TS432IXRF

FCI TL431ACLT1

TSC TS432XCTB0G

ГАММА GM432AST23T

ONSEMI SC431AVSNT1G

FAIRCHILD LM431B

ETC GM431

ОПИСАНИЕ ОСОБЕННОСТИ БЛОК-ДИАГРАММА

dtsheet © 2021 г.

Добавить комментарий

Ваш адрес email не будет опубликован. Обязательные поля помечены *